sic器件提高开关频率（器件开关频率高主要的损耗）

本文目录一览：

• 1、提高激励频率有哪些优点？但是过高的激励频率又会带来哪些不利因素
• 2、SiC和GaN，新兴功率器件如何选？
• 3、电力电子器件开关频率和性能有什么关系
• 4、解释电力电子器件si产品和sic的区别
• 5、国内外对开关电源参数优化的发展状况如何那
• 6、纯电驱动汽车怎么样

提高激励频率有哪些优点？但是过高的激励频率又会带来哪些不利因素

优点：增大开关频率可以 降低对滤波元件的 需求，减小体积，降低无源器件和机柜成本。

缺点：但开关频率越大，开关损耗越大，效率越低，散热设计会变的复杂。

同时，半导体开关器件的选择也更为苛刻。埋袜轮

电磁兼容问题也会更加突出/ol至于如何克服这些缺点，如果很简单能说清楚的话，就弯信不会有这么多人做研究了好耐。简单的说有几种把：软开关技术，但是会增加系统复杂性，降低可靠性，增加成本

拓扑改进，同样会增加系统复杂性，增加成本

采用SiC 或者 GaN器件。/ol 哦，如果你只是要答考试题目，只说软开关技术，应该是你们老师想问的答案。但要知道，很多技术是没有标准答案的，问这个问题的老师，感觉水平真的很有限/ol

SiC和GaN，新兴功率器件如何选？

SiC肖特基二极管已经有10年以上历史，但SiC MOSFET、SiC JFET和SiC BJT近年才出现，GaN功率器件更是刚刚才在市场上出现。他们谁会成为未来新兴功率器件市场的主角？我们现在应该选用他们吗？ 在这些新兴功率器件中，我们选取了其中最具代表性圆纳的产品逐一介绍，在对比中触摸他们的发展脉搏，看看谁将在未来新兴功率器件市场中胜出？我们又该如何选择？ 高效、高可靠性：SiC BJT产品可实现较高的效率、电流密度和可靠性，并且能够顺利地进行高温工作。此外，SiC BJT有优良的温度稳定性，在高温工作的特性跟常温时没有差别。SiC BJT其实具备了所有IGBT的优点并同时解决了所有使用IGBT设计上的瓶颈。由于IGBT是电压驱动，而SiC BJT 是电流驱动，设计工程师要用SiC BJT取代IGBT，开始时可能会不习惯，但是器件供应商，如飞兆半导体，一般都会提供参考设圆迅计，以帮助工程师设计驱动线路。将来这方面的专用驱动芯片推出后，使用SiC BJT就会更简化。 损耗低，可降低成本：SiC BJT的Vce降低了47%，Eon降低了60%，Eoff降低了67%。SiC BJT可提供市场上最低的传导损耗，室温时，每平方厘米Ron小于2.2毫欧姆。SiC BJT可提供最小的总损耗，包括驱动器损耗。SiC BJT是有史以来最高效的1200V 功率转换开关，SiC BJT实现了更高的开关频率，其传导和开关损耗较IGBT低(30-50%)，从而能够在相同尺寸的系统中实现高达40%的输出功率提升。 2KW从400V到800V的升压电路，用硅IGBT实现时只能实现25KHz开关频率，而且需要用到5个薄膜电容，而用SiC BJT实现时，不仅开关频率可做到72KHz，而且只需要用到2个薄膜电容，散热器尺寸、电感尺寸都降低三分之一，亦即可用更小的电感，从而大大节省系统总BOM成本。 提高电源的开关频率，实现高频化：传统IGBT最大缺点是开关速度慢，工作频率低，它在关断时有个电流尾巴会造成很高的关断损耗。SiC BJT开关速度快又没有IGBT关断是电流尾巴，所以开关损耗很低。 在相同额定耐压情况下，SiC BJT的导通内阻也比IGBT的VCE(sat) 来得低，这可以减少传导损耗。SiC BJT最佳的应用场合是大于3000W功率的电源设计，这类电源很多是用IGBT来做开关器件，以达到成本及效率上的最佳化。设计工程师如果用SiC BJT来取代IGBT，橘腔没是可以很容易把电源开关频率大幅提升，从而缩小产品的体积以并提升转换效率。由于频率的提升，在设计上也可以减少周边电路所需的电感，电容的数目，有助于节省成本。另一方面，SiC BJT的开关速度很快，可在20nS内完成开关动作，这样的速度甚至比MOSFET还快，所以它也是可以用来取代MOSFET的。跟双极型IGBT器件比较，SiC BJT具有更低的导通内阻，能进一步降低传导损耗。SiC BJT的高温度稳定性，低漏电，都超越了IGBT及MOSFET。此外，它的内阻呈正温度系数变化，很容易并联起来使用以作大功率的电源设计。飞兆半导体亚太区市场营销副总裁蓝建铜提到“受制于制造成本和产品良率影响，目前阻碍SiC产品大规模进入市场的主要原因是价格昂贵，一般是同类Si产品的10倍左右。我个人认为2013年SiC市场将正式启动，在未来2-3年SiC BJT器件有可能首先成为最先被市场接受的产品。在2015年左右SiC器件产品良率将会大幅度提升，价格也将下降，那时SiC产品可能会实现规模应用。” 图1：碳化硅（SiC）市场发展预测飞兆针对SiC BJT产品已经有了一个完整的产品路线图。现在飞兆SiC BJT解决方案驱动部分还是分立式的，下一步我们首先开发SiC BJT驱动IC。SiC BJT驱动器和其他以往同类器件有很大的不同，由于通过电流很大需要特需驱动IC,所以飞兆有必要开发出专属IC，防止EMC干扰。” 蓝建铜说。 图2：飞兆SiC BJT驱动规划图 那么SiC MOSFET与SiC BJT相比有什么优势呢？SiC MOSFET是在2010 年中推出市场的，这期间有不少工程师开始接触到SiC MOSFET，对它的特性也比较了解。SiC MOSFET在使用上，尤其是驱动方面是很接近传统的IGBT，所以取代IGBT占有一些优势。但是SiC BJT的生产成本比SiC MOSFET来得高，长期而言，哪一类的SiC解决方案会被市场接受将会取决于成本。此外，许多设计工程师也关注SiC MOSFET闸极氧化层(oxidation layer)在长期工作的可靠性，是有可能会影响器件的工作寿命，而SiC BJT在结构上则没有这个闸极氧化层，在可靠性是没有这个隐忧。 到2022年，SiC MOSFET营收预计可达到4亿美元，超过SiC肖特基二极管成为最受市场欢迎的SiC分立器件。与此同时，预计SiC JFET和SiC BJT到2022年的营收将不到SiC MOSFET的一半，尽管它们有可能已实现良好的可靠性、价格和性能。目前终端用户偏好SiC MOSFET，因为成本的问题。但是为了提高产品的性能，SiC BJT将会作为首选。所以目前SiC BJT供应商目前面临的一个主要挑战是如何教育它们的潜在客户接受这些新的技术。GaN刚刚起步但后劲十足 GaN是一种宽带隙材料，可提供类似SiC的性能特色，但有更大的成本降低潜力。这一性价比优势是有可能实现的，因为GaN功率器件可在硅衬底上生长出来，与SiC衬底相比，它的成本更低。GaN 在 600V/3KW 以下的应用场合比较占优势，并有可能在这些应用取代MOSFET或IGBT, 这些应用包挂了微型逆变器，伺服器，马达驱动, UPS。由于全球经济的不景气和SiC的价格下降幅度并不如预期的大，SiC和GaN功率器件需求市场近几年并没有出现强烈增长。与之相反，业界对GaN技术的信心开始增长，因为更多的半导体供应商宣布了GaN开发计划。例如，Transphorm已经成为第一家。决定GaN功率器件未来市场增长速度的关键因素是GaN功率器件的成本和性能多快做到与硅MOSFET差不多的水平，CNT预计这有可能要到2019年才能实现，一旦2019年业界能实现这一点，我们预计2022年的GaN功率器件需求市场将超过10亿美元。GaN发展之路才刚刚开始，以品质因数RQ代表的基本器件性能将得到根本性的提升。随着人们对材料和工艺的进一步了解，在今后三年内性能极有希望提高2倍，在今后10年内有望提高10倍。

电力电子器件开关频率和性能有什么关系

开关频率越高，意味着功率密度也越高。功握亏率密度越高那么可以有效减小含皮槐设备耗材，提高效率。举个例子，一个5瓦谈友的手机充电器，使用普通50赫兹变压器变压到5V，重量约200克，效率约75% ，如果改为高频开关电源，重量变为50克，效率提高到90%。

解释电力电子器件si产品和sic的区别

SI器件和SIC器件的比较两者主要是性能不同。

SiC是什么?

碳化硅(SiC)是一种Ⅳ-Ⅳ族化合物半导体材料，具有多种同素异构类型。其典型结构可分为两类：一类是闪锌矿结构的立方SiC晶型，称为3C或 β-SiC，这里3指的是周期性次序中面的数目;另一类是六角型或菱形结构的大周期结构，其中典型的有6H、4H、15R等，统称为α-SiC。与Si相比，SiC材料具有更大的Eg、Ec、Vsat、λ。大的Eg使SiC可以工作于650℃以上的高温环境，并具有极好的抗辐射性能。

相比于Si器件，SiC功率器件的优势：

作为一种宽禁带半导体材料，SiC对功率半导体可以说是一个冲击。这种材料不但击穿电场强度高、热稳定性好，还具有载流子饱和漂移速度高、热导率高等特点。具体来看，其导热性能是Si材料的3倍以上;在相同反压下，SiC材料的击穿电场强度比Si高10倍，而内阻仅是Si片的百分宴腔李之一。SiC器件的工作温度可以达到600℃，而一般的Si器件最多能坚持到150℃。

因为这些特性，SiC可以用来制造各种耐高温的高频大功率器件，应用于Si 器件难以胜任的场合。以SiC肖特基二极管为例，它是速度最快的高压肖特基二极管，无需反向恢复充电，可大幅降低开关损耗、提高开关频率，适用于比采用硅技术的肖特基二极管高得多的操作电压范围，例如，600V SiC肖特基二极管可以用在SMPS中，300V SiC肖特基二极管可以用作48~60V快速输出圆大开关电源的整流二极管，而1，200V SiC肖特基二极管与硅IGBT组合后可以作为理想的续流二极管。

采用硅材料的MOSFET在提高器件阻断电压时，必须加宽器件的漂移区，这会使其内阻迅速增大，压降增高，损耗增大。阻断电压范围在1，200~1，800V的硅MOSFET不仅体积大，而且价格昂贵。IGBT虽然在高压应用时可降低导通功耗，但若开关频率增加时，开关功耗亦随之增大。因此IGBT在高频开关电源上亦有其本身的限制。而用SiC做衬底的MOSFET，可轻易做到1，000～2，000伏的MOSFET，其开关特性(结电容晌迟值，开关损耗，开关波型等)则与100多伏的硅MOSFET相若，导通电阻更可低至毫欧值。在高压开关电源应用上，完全可取代硅IGBT并可提高系统的整体效率以及开关频率。

价格差异：

单就Si器件和SiC器件的价差来看，确实有较大的差异，但如果从SiC器件带来的系统性能提升来看，将会发现其带来的总体效益远远超过两类器件的价差。在SiC特别适合的高压应用中，如果充分发挥SiC器件的特性，这一整体优势表现得非常明显。

国内外对开关电源参数优化的发展状况如何那

国内外开关电源发展状况，主要表现在以下几个方面。

1. 高性能碳化硅（SiC）功率半导体器件

可以预见，碳化硅将是21世纪最可能成功应用的新型功率半导体器件材料，其优点是：禁带宽，工作温度高（可达600°C），通态电阻小，导热性能好，漏电流极小，PN结耐压高等等。

2. 高频磁技术

高频开关变换器中用了多种磁元件，有许多基本问题要研究。

（1）随着开关电源的高频化，在穗腔低频下可以忽略的某些寄生参数，在高频下将对某些电路性能（如开关尖峰能量、噪声水平等）产生重要影响。尤其是磁元件的涡流、漏电感、绕组交流电阻Rac和分布电容等，在低频和高频下的表现有很大不同。高频磁技术理论作为学科前沿问题，仍受到人们的广泛重视，如：磁心损耗的数学建模，磁滞回线的仿真建模，高频磁元件的计算机仿真建模和CAD、高频变压器一维和二维仿真模型等。有待研究的问题还有：高频磁元件的设计决定了高效率开关电源的性能、损耗分布和波形等，人们希望给出设计准则、方法、磁参数和结构参数与电路性能的依赖关系，明确设计的自由度与约束条件等。

（2）对高频磁性材料有如下要求：损耗小，散热性能好，磁性能优越。适用于兆赫级频率的磁性材料为人们所关注，如5~6µm超薄钴基非晶态磁带，1MHz（Bm=0.1T）时，损耗仅为0.7~1W/cm3，是MnZn高频铁氧体的1/3~1/4。纳米结晶软磁薄膜也在研究。

（3）研究将铁氧体或其他薄膜材料高密度集成在硅片上。或硅材料集成在铁氧体上，是一种磁电混合集成技术。磁电混合集成还包括利用电感箔式绕组层间分布电容实现磁元件与电容混合集成等。

3. 新型电容器

研究开发适合于功率电源系统用的新型电容器和超级大电容。要求电容量大、等效电阻（ESR）小、体积小等。据报道，美国在20世纪90年代末，已开发出330µF新型固体钽电容，其ESR有显著下降。

4. 功率因数校正AC-DC开关变换技术

一般高功率因数AC-DC电源由两级组成：在DC-DC变换器前加一级前置功率因数校正器，至少需要两个主开关管和两套控制驱动电路。这样对于小功率开关电源说，总体效率低、成本高。

对输入端功率因数要求不特别高的情况，用PFC和变换器组合电路构成小功率AC-DC开关电源，只用一个主开关管，可使PF校正到0.8以上，称为单管单级PF校正AC-DC变换器，简称为S4。例如一种隔离式S4PF校正AC/DC变换器，前置功率因数校正器用DCM运行的Boost变换器，后置电压调节器主电路为反激变换器，按CCM或DCM运行；两级电路合用一个主开关管。

5. 高频开关电源的电磁兼容研究

高频开关电源的电磁兼容问题有特殊性。通常，它涉及到开关过程产生的di/dt和dv/dt，引起强大的传导型电磁干扰和谐波干扰。有些情况还会引起强电磁场辐射。不但严重污染周围电磁环境，对附近的电气设备造成电磁干扰，还可能危及附近操作人员的安全。同时，开关电源内部的控制电路也必须能承受主电路及工业应用现场电磁噪声的干扰。由于上述特殊性和测量上的州悉具体困难，专门针对开关电源电磁兼容的研究工作，目前还处于起始阶段。显然，在电磁兼容领域，存在着许多交叉科学的前沿课题有待人们研究。如：典型电路与系统的近场、传导干扰和辐射干扰建模；印制电路板和开关电源EMC优化设计软件；低中频、超音频及高频强磁场对人体健康的影响；大功率开关电源EMC测量方法的研究等。

6. 开关电源的设计、测试技术

建模、仿真和CAD是一种新的、方便且节省的设计工具。为仿真开关电源，首先要进行仿真建模。仿真模型中应包括电力电子器件、变换器电路、数字和模拟控制电路，以及磁元猜迹衫件和磁场分布模型，电路分布参数模型等，还要考虑开关管的热模型、可靠性模型和EMC建模。各种模型差别很大，因此建模的发展方向应当是：数字-模拟混合建模；混合层次建模；以及将各种模型组成一个统一的多层次模型（类似一个电路模型，有方块图等）；自动生成模型，使仿真软件具有自动建模功能，以节约用户时间。在此基础上，可建立模型库。

开关电源的CAD，包括主电路和控制电路设计、器件选择、参数优化、磁设计、热设计、EMI设计和印刷电路板设计、可靠性预估、计算机辅助综合和优化设计等。用基于仿真的专家系统进行开关电源的CAD，可使所设计的系统性能最优，减少设计制造费用，并能做可制造性分析，是21世纪仿真和CAD技术的发展方向之一。现在国外已开发出设计DC-DC开关变换器的专家系统和仿真用MATSPICE软件。

此外，开关电源的热测试、EMI测试、可靠性测试等技术的开发、研究与应用也是应大力发展的。

7. 低电压、大电流的开关电源开发

(1)低电压、大电流的开关变换器的要求

数据处理系统的速度和效率日益提高，新一代微处理器的逻辑电压低达1.1~1.8V，而电流达50~100A，其供电电源——低电压、大电流输出DC-DC变换器模块，又称为电压调整器模块（VRM）。新一代微处理器对VRM的要求是：输出电压很低，输出电流大，电流变化率高，响应快等。

①为降低IC的电场强度和功耗，必须降低微处理器供电电压，因此VRM的输出电压要从传统的3V左右降低到小于2V，甚至1V。

②运行时，电源输入电流100A，由于寄生L、C参数，电压扰动大，应尽量减小L。

③微处理器起停频繁，不断从休眠状态启动，工作，再进入休眠状态。因此要求VRM电流从0突变到50A，又突降到0，电流变化率达5A/ns。

④设计时应控制扰动电压≤10%，允许输出电压变化±2%。

(2)采用波形交错技术

线路的寄生阻抗、电容的ESR和ESL对VRM在负载变化过程中的电压调整影响很大。必须研制高频、高功率密度和快速的新型VRM。现在已有多种拓扑问世，如：同步整流Buck变换器（用功率MOS管替代开关二极管）；为防止电流大幅度变化时由于高频寄生参数引起输出电压扰动，有文献介绍采用多输入通道或称多相DC-DC变换器，应用波形交错(Interleaving)技术，保证VRM输出纹波小，改善输出瞬态响应，并可减小输出滤波电感和电容。

(3)电压纹波与冲击电压问题

①电压纹波与ESR。对于电压在1V以下、电流在100A以上的负载，其负载电阻在10mΩ以下，低于滤波电容的内部等效串联电阻，会出现电压纹波问题。现在，假设可以通过升降压或升压型变换器实现这种电源，但流过电容的纹波电流在100A以上，效率小于50%。对此，降压型变换器中含有串联滤波电感，可抑制纹波电流。但是，负载电阻与ESR相当，纹波电流分别流过电容和负载，其动作模式和目前的滤波电路不同。

为探讨纹波电压动作模式，首先给出等效电路进行仿真。仿真中根据Crc的值，有四种动作模式的纹波电压。电压纹波值与rc/R的变化关系曲线，也有四种动作模式，C越大，纹波率就越小。为进一步降低低压大电流输出电压纹波，即减小滤波电容ESR值，必须采取一定的方法和策略。

②负载突变引起的冲击电压。对于数字电路的负载，为快速响应各种模式的转换，输出电压相应于负载变化的瞬态响应特性就显得非常重要。此时，如果电流的变化率大，冲击产生时间比开关周期Ts短，则很难期待由反馈而带来的输出电压稳定效果。目前技术还没有办法，正处于仿真研究阶段。

(4)探寻省略滤波电容的可能性

如果因负载急变引起输出电压波动，波动持续时间超过开关周期的话，通过反馈可在一定程度上进行调整，LC滤波电路对此电压调整效果起决定作用。为达到电压调整目的，必须提高开关频率，减小L和C值，让截止频率尽量向高域端延伸。有人考虑用两个非对称逆变器（带变压器）输出双相方波，每个逆变器的输出电压通过半波整流接向共同的负载，将截止频率延伸至高域端。

开关频率由MOSFET的开关时间所决定，为了提高开关效率，使超过其极限值，在实用中可采用多相开关方式等效提高开关频率的方法。但是，相数也有限制。另外，变化的原因仅在于负载一侧，让截止频率尽量低也非常有效。为达到此目的，使用电气双层电容滤波器可能是今后的发展方向。当然，为此必须考虑怎样同时降低双层电容器的等效串联电阻和等效串联电感。

(5)便携式设备与燃料电池

对于手提电脑、手机、数码相机等便携式电器，电源是出问题最多的部分。便携式设备的电源一直以来是传统电池的天下，传统电池在轻便与长时使用性方面，还不能充分满足用户的要求。为此，由固体高分子材料构成的燃料电池最近引起了大家的关注。燃料电池是以甲醇为燃料，铂为催化剂，其构造为电极间夹电解质膜，能量密度可做到锂电池的10倍。100°C以下的工作温度包括在常温下可以发电，单节电压大概为1~2V。本来用氢作燃料最理想，但从实用出发，用甲醇和铂催化剂的组合较方便。不过其对于负载变化的跟随性有问题，因此为保护电极，需要与电容组合使用。

燃料电池的优点是维护方便，可长时间使用。电能不足时，仅补充燃料即可，不需要长时间充电。

以上就低压、大电流开关电源为中心，对开关电源的未来技术发展方向进行了论述。按照摩尔定律，每18个月IC的集成度会增加2倍，因此很难断定电压会降低到何种程度为止。如果这种趋势无限制的持续下去，可以预想对电源的要求会越来越高。要满足这些要求，首先以开发新的半导体和电容为前提，另外从电路角度来建立元器件微细结构模型也可能成为解决问题的关键点。因此，今后在各种层面上打破学科界线进行协同研究的必要性会越来越高。

8. 低电压、大电流DC-DC变换器模块

纯电驱动汽车怎么样

序

运输行业的全球电气化要求开发高效且经济的电气化电力系统解决方案。800 V在牵引系统中的应用实现了快速充电的优势，可以减少导线的截面积以减轻重量和降低成本。

由于电池仍然是电驱动系统中最重要的成本组成部分，因此以最高效的方式使用电池提供的能量非常重要，电能向机械能的转换效率，即电驱动系统的效率也极其重要。为了提高效率，必须降低功率损耗:①逆变器的功率损耗必须保持在较低水平，②同时必须降低电机的谐波损耗。碳化硅(SiC)技术的应用为800 V系统实现这两个目标提供了可能。

众所周知，SiC功率器件比Si效率更高，因为轻载导通损耗和开关损耗都很低。SiC技术可以实现高开关频率，从而通过减少谐波损耗来提高电机的效率。结合SiC材料的特性、效率优化的模块设计和改进的控制技术，形成了由逆变器和电机组成的高效牵引系统。对于优化后的系统，在WLTP循环中驱动系统的效率可提高48%。

1.提高了电驱动系统的效率。

纯电动汽车(BEV)的成功取决于两个主要方面。购车成本和客户可用性。BEV的电池寿命仍然是客户可用性的最重要的特征之一。

电池寿命定义了每次电池充电的最大行驶距离和长距离行驶的充电时间。这两个标准都受到牵引系统电压水平的影响。800 V的高系统电压，而不是一般的400 V电压，可以让电池快速充电(高功率充电，超快速充电)，电缆截面不变。

目前，IGBT被用作逆变器中的开关元件，这在800 V电压下表现出效率上的劣势，因为IGBT的开关损耗太大。要高效使用高压，需要高效开关技术，请参考图1。

SiC-MOSFET的应用可以满足高电压平台下高开关频率和高压摆率(dv/dt)的高效率优势。高袜饥橘开关频率降低了电机的谐波损耗。因此，碳化硅是高系统电压的关键技术。

WLTP系统级(800 V Si系统与800 V SiC系统相比)的效率可以提高4%到8%，如果可以找到电机和逆变器向开关频率相反方向移动的两条损耗曲线之间的最佳平衡。效率描述了存储在电池中的能量与用于产生牵引力的能量的比率。

因此，高效率可以在电池容量不变的情况下实现长里程，或者在电池容量减少的情况下保持里程不变。因此，提高效率是优化BEV成本的最大措施。SiC技术的应用带来了系统成本的优势，因为它们可以节省更多的电池。

Vite sc o Technologies正在开发模块化逆变器概念，用于从400 V过渡到800 V。开发的技术平台基于高度集成的电气驱动系统EMR4(第四代)。EMR4电驱动桥是EMR3的进一步发展，目前国内已经量产。EMR3已经集成到欧洲和亚洲的许多原始设备制造商的车辆中。

EMR4的电子电气控制器(逆变器)基于第四代电子电气控制器平台(EPF4.0)。Vitesco Technologies可以利用其在逆变器技术开发方面的丰富和长期经验，实现具有低杂散电感和优化dv/dt的技术。EPF 4.0的扩展将实现用SiC MOSFET开发用于800 V牵引系统的高效电力电子控制器。

2.开关频率和电压压摆率(dv/dt)对系统电平的影响

在电机运行期间，逆变器将电池提供的DC电压转换为快速脉冲电压。脉冲电压会产生谐波交流电。交流电产生旋转电磁场，随后是转子。这样脉冲电信号逐渐接近均匀正弦波(40 kHz及以上)的最优值，高频损耗降低。电流频谱变得“干净”，从而减少了发热形式的肢态谐波损耗。

图2显示了损耗开关频率之间的关系，其中:

电机总损耗–pl，em，总损耗

总逆变器损耗–pl、PE、总损耗

–在牵引系统的某个工作点。

电机损耗曲线为绿色，红色为电气和电子损耗。

特性曲线描述了各参数开关频率的理论相关性:随着开关频率的增加，告团电机的谐波损耗Ph，total逐渐减小，因此电机总损耗PL，EM，total逐渐收敛到纯正弦电流波形PL，total(水平虚线)产生的铁损值。所示图表是电机高分辨率有限元模拟的结果。由于仿真的仿真步长为5us，因此标记灰度频率区域中的频率相关功率损耗的准确度低于20kHz之前的准确度。

总逆变器损耗PL、PE、Total由传导损耗PL、cond和开关损耗PL、SW组成，开关损耗随开关频率线性增加。同时，半导体的传导损耗受开关频率的影响。因此，逆变器的总损耗预计会随着开关频率的增加而线性增加，与开关损耗的增加相同，如图2所示。

以上分析基于800 V系统，逆变器采用SiC MOSFET。特征在图2中，SiC技术在逆变器功率模块中的关键作用被示出，作为实现最高系统效率的关键因素。图2进一步显示，系统级的最佳开关频率必须定义为提高效率的影响因素(平衡点)。

与Si逆变器相比，SiC逆变器技术的全部潜力是基于开关频率和压摆率高10倍的可能性。图3显示了电压压摆率(dv/dt)对逆变器损耗的影响。

采用SiC MOSFET的高效800 V牵引系统的当前开发已经研究了如何在额外干扰的情况下利用SiC技术的潜力(参见第3章和第4章)。为了充分发挥SiC技术的潜力，必须考虑系统在高开关频率和高压摆率下的电磁兼容性(EMC)和噪声振动(NVH)。如图2所示，尤其是较低的开关频率对NVH有重要影响。EMC相反，更高的开关频率和压摆率会导致更多的干扰。

3.对逆变器的影响

当今最先进的400 V硅IGBT逆变器的开关频率为8至10 kHz。电压压摆率通常高达5kv/S..图4显示了单逆变器系统(Si/SiC)的差异以及相同输出功率下的损耗。累计总功率损耗分为开关损耗和传导损耗。

传统Si工艺和SiC工艺在800 V时的总功耗有显著差异，该图证实了800 V电压只能用于SiC半导体。

评价逆变器的决定性因素是驱动系统在WLTP循环下的效率。图5显示了WLTP中逆变器对系统效率的影响。条形图的黄色部分显示了800 V SiC相对于800 V Si解决方案的优势——尽管两种情况下仅采用10 kHz开关频率和5 kV/ s压摆率。配备有SiC半导体逆变器可以在高频率和转换速率(典型值:开关频率:10...40 kHz，dv/dt: 5...50千伏/美国)。图5左侧第二列显示了在800 V系统中使用硅逆变器时损耗的变化。

图1-5所示的SiC技术在不同方面的更高效率是基于材料基体中硅中嵌入的碳原子的高载流子迁移率。

由于低导通电阻，SiC半导体中的热损失非常低。这允许更高的开关频率、紧凑的封装空，并降低功率模块的冷却能力要求。所以SiC半导体需要比Si半导体更小的封装空，可以达到更高的功率密度。

3.1高导电性的优点

在当今的汽车牵引逆变器(400 V系统电压电平和开关频率高达10 kHz)中，低损耗硅IGBT与一个并联二极管相连(自由运行分别流回电池)。当反向电压(反电动势)在650…750之间时，IGBT需要复杂的控制，但由于其在额定电压下的高效率，它像一个“完美的开关”一样工作。Mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管:简单来说:压控电阻)更容易控制。在硅基半导体材料的基础上，Mosfet在开关期间具有比硅IGBT更高的电阻(r)(漏极/源极上的= R ds on)。

在400 V时，硅MOSFET的较高功耗不再适用，但在800 V时，它们被排除在选项之外(见图5)。硅MOSFET的反向耐压越高，其Rdson越高。在600v的电压水平以上，该特性对整体效率有很大影响。此外，还必须考虑更高电压下增加的冷却成本。

在4H衬底(具有极高载流子迁移率的四元矩阵)中使用SiC技术的Mosfet在开关过程中显示出比使用Si技术更高的效率。低Rdson的优势是SiC MOSFET半导体应用于800 V逆变器的主要原因。

宽带隙、低表面电阻上的高击穿电压和高压摆率下的高开关电压是SiC的材料优势。由于Rdson较低，开关损耗也较低，因此可以应用更高的开关频率，如图6所示。尤其在轻载下，低导通损耗对工作效率意义重大。

考虑到所有的约束，比如功率模块的连接接口，SiC技术可能会使功率模块的体积减小25…50%。SiC的热导率高于Si，这使得可以更好地传导热量损失。同时，SiC半导体可以在更高的温度下工作。所有这些都提供了逆变器设计所需的高功率密度条件。

综合分析表明，SiC可以提高逆变器的效率，降低开关损耗、封装体积、冷却能力、工作温度和功率模块的重量。

与400V Si逆变器相比，400V SiC逆变器可以设计得更紧凑。800V SiC逆变器需要更大的体积，因为爬电距离和电气间隙要求更高。

原则上，SiC技术的优势也可以与400V系统结合，但效率优势只能在逆变器中实现。额外的优势，如超高速充电，需要更高的电压。为了研究SiC的优势，对400V SiC逆变器样机进行了整车试验。目前，采用SiC技术的800V逆变器正处于测试阶段。

3.2 SiC压摆率(dv/dt)的优势

如图7所示，在SiC半导体中，可以通过增加转换速率dv/dt来降低开关损耗。与硅相比，这种技术具有更大的潜力，因为更高的换向频率和换向电路中可调的杂散电感降低了功率损耗。有必要优化栅源电路中的杂散电感。因为换流电路中极低杂散电感的实现成本比较高，所以在系统级定义平衡dv/dt是优化的一部分。

模拟特定dv/dt下的杂散电感。结合开关频率的增加，可以模拟WLTP周期的总功率损耗。在5 … 20kV/s的压摆率范围内，杂散电感处于较低水平，WLTP损耗明显。

3.3电磁兼容性

众所周知，高频开关过程会造成电磁干扰。为了将碳化硅Mosfet应用于牵引逆变器，需要研究高开关频率和压摆率与高屏蔽和滤波效果之间的权衡。图8显示了典型测量中开关倍频(10 kHz至20 kHz)对干扰频率和强度的影响。在20kHz时，干扰强度增加约6dB。仅仅提高开关频率并不能得到最优解。有必要研究SiC的最优控制参数，在系统具有良好电磁兼容性的条件下，使可接受的开关损耗在可能的开关频率下最优增加。

4.电机设计

用于800V应用的集成高效电驱动的开发基于大规模生产的EMR4电机系统。EMR4将比EMR3具有更大的可扩展性和更多可能的子组件组合(作为800V逆变器选项)。此外，互连设计将更加标准化，互连的可扩展性将得到提高。特别是在低功耗应用中，组装时间空会减少。与EMR4设计相比，通过改变互连设计，800V电机的线圈数量增加了一倍。

4.1利用碳化硅技术提高电机效率

第三章的功耗分析表明，在相同的冷却能力下，SiC mosfet可以实现更快、更频繁的开关。更高的开关频率可以提高电机的效率。开关频率越高，谐波电流越小。因此，提高开关频率可以减少逆变器提供的谐波输入功率。

图9示出了电力流程图中前面部分描述的方面。通常的功率流(灰色)是从输入功率，通过气隙功率，到轴上的机械输出功率。定子和后来的转子的功率损失是通过散热传递的。红色表示谐波输入功率，它完全转化为热量，而不影响机械功率。采用碳化硅技术可以降低800V电机的谐波损耗。

4.2 800v电机的设计参数

众所周知，变频供电的电机比恒频、恒速运行的正弦波供电的电机受力更大。图10显示了快速开关逆变器对电机的额外影响。800 V SiC技术的应用需要对电机的绝缘系统和轴电流进行更仔细的观察。

虽然逆变器提供的上升时间短的高频电压脉冲为高效率系统奠定了基础，但这些脉冲会增加电机的压力。特别是在高输出功率下，可以观察到最高的压摆率。

系统设计的目标是在低谐波损耗、因高开关频率和压摆率而增加的绝缘系统要求以及电机的使用寿命之间找到适当的平衡。这两方面的最佳平衡对碳化硅牵引系统的设计具有重要意义。

电机的绝缘系统必须承受过冲电压，过冲电压是由800V的电压水平、高开关频率和dv/dt共同造成的。

这些系统的测试电压也会增加。电机和逆变器输出端子之间的电缆长度必须设计得尽可能短，以防止反射电压波引起的额外电压过冲。

图10中的反射系数r和电机阻抗z说明了这个问题。通过选择最佳dv/dt和最佳上升时间，应该认为临界电缆长度与上升时间直接相关。由于这种关系，电压上升时间不能选择为所需的那么高。这意味着要开发EMR4的800 V平台，需要研究绝缘系统的行为和使用寿命。

高电压峰值会导致局部放电，因为峰值电压(如导体与叠片间的电压)在薄弱点可达到破坏绝缘系统的程度(PDIV问题)。这会导致保温系统在短时间内失效。产生的电流将在绝缘系统上产生永久应力。结果，系统变热并老化。

了解电压脉冲对使用寿命的影响很重要。相应的局部放电测量结果用于绝缘系统的设计。

此外，还有调速电机中变频器运行引起的高频轴承电流问题。其中包括电机轴端电位差引起的环流(轴、轴承、定子、定子外壳、轴承、轴)，以及电容轴承电流(也称为dv/dt电流)和共模轴承电压Ub随时间变化引起的放电(EDM)电流。

当轴承润滑剂的润滑膜能力发生局部破坏时，电火花加工电流出现在高幅放电电流的峰值处。在汽车领域，EDM电流被认为与实际应用有关。共模电压Ub与共模电压U0的比值，即所谓的轴承电压比(BVR)，可用于预期EDM电流的初步估计。在不同工作点轴承电压的高分辨率测量中，可以观察到特征电压的峰值，表示相关的放电电流。关键工作点可以根据轴承的使用寿命来确定。在确定潜在工作点后，继续测试这些工作点的高比例，并评估轴承的使用寿命。

如图10所示，轴承电压Ub通过电容分压器连接到共模电压U0。由寄生电容(绕组外壳Cw，h，绕组转子Cw，r转子外壳Cr，h)和轴承阻抗Zb组成。等效电路图显示了防止EDM电流的措施，如使用轴接地、定子绕组头静电屏蔽或使用控制方法使U0最小化。

5.系统分析

5.1在WLTP工作条件下转移单个特征点

为了根据扭矩-速度特性图中的测量值来评估WLTP的有效性，选择WLTP中累积最大的点作为测试的测量点。图11示出了具有EMR 4系 统的D级汽车驱动系统的直方图值。在电机测试台上，以不同的开关频率和不同的压摆率定义并测量了35个工作点。

5.2测试结果的讨论

对测量结果的评估揭示了对SiC技术的进一步发展具有决定性的两个关键发现。对于基本测量，在逆变器中实现高电压和低压摆率。在某些工作点，高压摆率相当于10 kV/ s，低至5 kV/s。

图12示出了在中速范围内具有低扭矩的操作点处装置水平和系统水平之间的功率损失的差异。逆变器的功率损耗预计会随着开关频率的增加而增加，在测量精度内无法检测到5kV/ s和10kV/ s之间的差异。这是因为它取决于工作点的压摆率，在低负载下影响不大。另一方面，电机的功率损耗随着开关频率的增加而降低，但它也会响应更高的10 kV/s的电压转换率。这一优势在系统层面上补偿了由于更高的开关频率而导致的更高的逆变器损耗。总的来说，提高了系统效率。

在图13中可以观察到10 kV/ s对于较高电流逆变器水平的优势，因为总逆变器损耗随着逆变器电流(分别为逆变器输出功率)的增加而增加。与低速下测得的性能相比，电机性能可能没有变化，但在高于8 kHz的较高开关频率下，系统性能仅略有改善。通过调整更高的压摆率，图13中观察到的优势应该转移到特性曲线中的所有工作点。

5.3 WLTP节能评估

测量值用于校准逆变器和电机的仿真模型，以识别WLTP循环中的总效率，并模拟未来的其他工作循环。为了初步显示SiC技术的效率潜力，系统级的测量损耗已转换为特性图。通过适当的插值方法建立了足够精确的网格来表示驾驶模拟中的整个循环。图14示出了作为示例的特征系统图，其中电压转换速率为5 kV/ s，开关频率为12 kHz。

图15显示了WLTP循环中D类车辆的结果，限值在5 kV/s (6和12 kHz)和10 kV/s (6和12 kHz)之间。WLTP中PWM频率的增加导致电机效率的增加。此外，证实了逆变器输出电压的转换速率的增加将导致逆变器中6 kHz和12 kHz的电损耗的减少。

根据图14和15，计算出的逆变器损耗降低值低于开发目标。因此，测得的工作点效率提高和随后映射到WLTP表明，WLTP可以通过降低碳化硅半导体的开关损耗来实现显著的优势。优化的下一步是提高频率和电压压摆率。

5.4优化

研究可以推断，在逆变器中使用碳化硅半导体，除了调制方式、开关频率变化等控制策略的经典参数外，还可以使用新的参数来提高效率。除开关频率外，电压压摆率还提供了优化系统效率的可能性。Vitesco Technologies有iMCO工具，可以在多准则优化中找到相关参数之间的最佳平衡。因此，可以开发控制策略以在潜在的大规模生产中充分利用碳化硅半导体在牵引系统中的潜力。

6.总结与展望。

由于提高效率的巨大潜力，碳化硅这种半导体材料的使用在高压应用中面临突破。系统优化提供了实现逆变器和电机最大效率的解决方案。以D级车为例，通过对一些工作点的效率改进分析，映射出这些工作点对WLTP有效性的影响，提高了WLTP的里程。

众所周知，碳化硅在开关状态下的电导率高于目前使用硅IGBT的标准溶液。在车辆层面，与硅IGBT相比，使用碳化硅MOSFET可以将800 V电压水平的系统效率提高3%。除了这个优点之外，碳化硅还可以显著提高逆变器输出的电压转换速率。

@2019

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